Усилители постоянного тока. Балансные усилители

Работа добавлена:






Усилители постоянного тока. Балансные усилители на http://mirrorref.ru

ОСНОВЫ ЭЛЕКТРОНИКИ И МИКРОЭЛЕКТРОНИКИ

Раздел 4. Основы электронной схемотехники

Тема 4.7. Усилители постоянного тока

4.7 4.7.1 Балансные усилители

Существуют усилители последовательного и параллельного баланса. В транзисторных и интегральных усилителях распространение получили усилители параллельного баланса (рисунок 7.4).

Рисунок7.4 – Схемы усилителей параллельного баланса с симметричными

входами и выходами на биполярных (а) и полевых (б)

транзисторах

Активные элементы VT1 и VT2 образуют два плеча моста. Еще два плеча образованы резисторами R1 и R2. Эмиттирующие электроды активных элементов имеют общий резистор Rэ. Источник входного напряжения uвх включен между управляющими электродами активных элементов, а выходным напряжением uвых является напряжение между выходными электродами. Таким образом, данный УГС имеет симметричные вход и выход.

Если элементы симметричных плеч одинаковы, т. е. R1= R2, и параметры активных элементов VT1 и VT2 одинаковы, то при uвх = 0 мост сбалансирован и uвх = 0. Изменение напряжения питания, температуры окружающей среды и других факторов в симметричной мостовой схеме приводит к одинаковому изменению токов i1 и i2. В результате напряжения выходных электродов (коллекторов или стоков) изменяются одинаково, и разность напряжений между ними по-прежнему остается равной нулю.

Под действием напряжения ивх изменения напряжений управляющих электродов оказываются одинаковыми по значению и противоположными по полярности (фазе): ивх/2 и – ивх/2. Эти напряжения вызывают изменения токов i1 и i2 таким образом, что ∆i1 = –∆i2.Напряжение на резисторе Rэ при этом не изменяется, так как

∆и3 = (∆i1 + ∆i2)Rэ = 0.

Это означает, что для парафазных напряжений резистор Rэ не является резистором R1 и R2 образуют однокаскадные усилители без ООС. Коэффициент усиления можно определить, используя эквивалентные схемы отдельных каскадов, представленные на рисунке 7.5. Знаки «минус» перед обозначениями генераторов тока отображают инвертирующие свойства каждого каскада.

В соответствии с этими схемами имеем:

uвых = uвых1 – uвых2 = – SRuвх

Кu п.б. = uвых/ uвх = – SR

Рисунок 7.5 – Эквивалентные схемы левого (а) и правого (б) плеч

усилителя параллельного баланса

Сравнение выражений (7.3) и (5.15) показывает, что усилитель параллельного баланса имеет такой же коэффициент усиления, что и усилительный каскад без ООС.

Интегральные усилители

4.7.2 Интегральные усилители переменного напряжения

Усилители низкой частоты. УНЧ в интегральном исполнении – это, как правило, апериодические усилители, охваченные общей (по постоянному и переменному току) или местной ОС. Часто применяются оба названных вида ОС. Интегральные электронные усилители содержат большое число вспомогательных выводов, которые придают им универсальность, расширяют область применения. Правда, увеличение числа выводов уменьшает процент выхода готовых ИМС и повышает их стоимость.На рисунке 5.36, а показана схема двухкаскадного УННЧ типа 122УН1. Первый каскад (на транзисторе VT1) собран по схеме ОЭ, а второй (на транзисторе VT2) – по схеме ОЭ, если выходной сигнал снимается с выводок 8, 9, или по схеме ОК, если ВЫХОДНОЙ сигнал снимается с вывода 11.

Выводы 3, 5, 10, а также 11, если последний не является выходным, служат для подключения внешних конденсаторов, осуществляющих частотную коррекцию. К точке 10 можно подключить конденсатор, который совместно с резистором R3 образует фильтр в коллекторной цепи транзистора VT1 для уменьшения опасности возбуждения усилителя. При подключении шунтирующих конденсаторов к выводам 3, 5 и 11 ООС по переменному сигналу отсутствует, остаются только местные ООС по току, создаваемые резисторами R2 и R7 и осуществляющие стабилизацию режима. Резисторы R4 и R5 обеспечивают смещение на эмиттерном переходе транзистора VT1 и одновременно образуют общую ООС усилителя.

Если требуется обеспечить высокое входное сопротивление интегрального усилителя, в его входном каскаде можно использовать полевые транзисторы. Примером такого усилителя является ИМС типа К284УЕ1 (рис. 5.36, б). Типовая схема включения этой ИМС на рисунке 6.37, а. В соответствии с типовой схемой включения принципиальная схема усилителя выглядит так, как показано на рисунке 5.37, б. Резистор R5 является нагрузкой в цепи истока БТ VT1 и частью коллекторной нагрузки БТ VT2. Одновременно резистор R5 является элементом последовательной ООС по напряжению. Резистор R6 служит для защиты выходного транзистора от перегрузок при коротком замыкании на выходе. Навесной резистор R исключает шунтирование ВХОД8 усилителя делителем R1R2.

Рассмотренный усилитель может применяться в качестве входного каскада чувствительных усилителей, выходного каскада при передаче сигналов но кабелю (благодаря малому выходному сопротивлению) и других устройств, требующих большого входного и малого выходного сопротивлений. Его можно применять также в устройствах, требующих стабильного коэффициента передачи.

Рисунок 5.36 – Схема ИМС 122УН1 (а) и К284УЕ1 (б)

На рисунке 5.38, а показана принципиальная схема ИМС типа КП9УН2. Усилитель, выполненный на этой микросхеме, может работать в диапазоне частот от 5 Гц до 200 кГц. В соответствии с типовой схемой включения (рисунок

Рисунок 5.37 – Усилитель на ИМС К284УЕ1:

а – типовая схема включения ИМС;

б – принципиальная схема усилителя

Первый каскад выполнен на транзисторе VT1 по схеме с ОЭ. Резисторы R3 и R4 обеспечивают необходимую термостабилизацию каскада. Для уменьшения ООС по переменному току резистор R4 шунтируется конденсатором С большой емкости. Транзистор второго каскада включен по схеме с ОК (т. е. представляет собой эмиттерный повторитель). С выхода второго каскада на вход первого через резистор R1 осуществляется последовательная ООС по напряжению.

Рисунок 5.38 – Усилитель на ИМС К119УН2:

а – принципиальная схема ИМС;

б – типовая схема включения ИМС;

в – принципиальная схема усилителя

Широкополосные усилители. В настоящее время разработано большое количество широкополосных интегральных усилителей (ШИУ). Полоса пропускания некоторых ИЗ них составляет сотни мегагерц, АЧХ имеет особую форму. Многие из этих усилителей обладают повышенной чувствительностью

. Такие ШИУ образуют специальную группу. Большинство же современных ШИУ обладают универсальными свойствами, т. е. могут применяться для усиления импульсных или других широкополосных сигналов в различных узлах современной РЭА.

На рисунке 5.39 показана принципиальная схема интегрального ВУС типа 218УИ1 для видеоимпульса положительной полярности. Усилитель имеет два входа: потенциальный 12 и импульсный 11. В нем применена комбинированная стабилизация режима: эмиттерная – через резистор R4 и коллекторная – через резистор R2. Нагрузкой транзистора по постоянному току является резистор R3. Усилитель имеет следующие параметры:   мкс; кОм.

В качестве импульсных усилителей и видеоусилителей широко применяются двухкаскадные ШИУ, или так называемые токовые двойки. Примерами таких интегральных усилителей являются ИМС типа КП8УП1, КП9УП1, КП9УН1, К218УП2, К218УНЗ и др. Они представляют собой двухкаскадные усилители с параллельной ООС по току. Коэффициент усиления таких усилители можно изменять в широких пределах путем подбора параметров цепей ОС.

Двухкаскадный усилитель ним K118УП1 (рисунок 5.40, а) предназначен для усиления импульсных сигналов. Напряжение смещения подается на базу транзистора VT1 первого каскада через резистор R2 с нелинейного делителя, состоящего из резисторов R4 и R5 и транзистора VT3. Эти же элементы образуют цепь ООС. Глубину ООС можно изменять в широких пределах путем изменения напряжения, подаваемого на базу транзистора VT3 (через вывод 5).

Рисунок 5.39 – Схема интегрального ВУС 218УИ1

Транзистор VT4 является элементом высокочастотной коррекции: используются зарядные емкости его обратно смещенных эмиттерного и коллекторного p-n-переходов. При необходимости между выводами 12 и 14 может подключаться дополнительный конденсатор.

Кроме такого способа коррекции, применяется коррекция двухполюсником. Последний представляет собой генератор тока, включаемый в цепь эмиттера. Этот генератор тока (рисунок 6.40, б) также имеет корректирующую цепь RкорСкор, однако емкость конденсатора Скор обычно не превышает 15 пФ. Интегральный конденсатор такой емкости легко реализуем.

Достоинствами эмиттерной коррекции являются высокая устойчивость усиления, повышенная стабильность параметров, возможность изменения полосы пропускания и коэффициента усиления в широких пределах и др.

В ШИУ применяется и индуктивная высокочастотная коррекция. Однако ввиду СЛОЖНОСТИ изготовления интегральных катушек индукти

Рисунок 5.40 – Схемы импульсного усилителя К118УП1 (а) и генератора

тока (б)

вности с высокой добротностью вместо них используются эквиваленты индуктивности. В качестве аналогов индуктивности перспективными следует считать эквивалентные индуктивности на основе операционных усилителей и гираторов.

4.7.3 Дифференциальные усилители

Во многих радиоэлектронных устройствах (например, в автоматических системах управления) приходится иметь дело с колебаниями, частоты которых близки к нулю. Для усиления медленно меняющихся во времени сигналов применяются усилители постоянного тока (УПТ).

Практически во всех схемах УПТ между соседними усилительными каскадами используют непосредственную (гальваническую) связь, что вызывает дрейф нуля – самопроизвольное изменение выходного сигнала при отсутствии входного сигнала. Даже небольшое самопроизвольное изменение постоянного тока транзистора в первом каскаде УПТ создает приращения напряжения на его выходе, которое затем усиливается другими каскадами и выделяется на нагрузке как полезный сигнал. Дрейф нуля практически отсутствует в схемах параллельно-балансных УПТ, называемых дифференциальными усилителями (ДУ). Интегральные ДУ строятся по принципу уравновешенного моста (рисунок 3.40), образованного идентичными транзисторами VT1, VT2 и резисторами Rк1, Rк2 (отметим, что во всех интегральных схемах роль резисторов выполняют динамические сопротивления – определенным образом включенные транзисторы). В одну диагональ моста введены два источника питания +Ек1 = | – Ек2| и источник стабильного тока Iэ. Источник стабильного тока создает в общей цепи эмиттеров транзисторов неизменный суммарный ток Iэ= Iэ1 + Iэ2 = const. При отсутствии входных сигналов мост уравновешен, и выходное напряжение усилительного каскада Uвых = 0.

.

Рисунок 3.40 – Дифференциальный усилитель

Пусть на оба входа ДУ подаются одинаковые (синфазные) сигналы. При одновременном увеличении или уменьшении амплитуд синфазных сигналов на входах усилителя, коллекторные токи обоих транзисторов и напряжения на их коллекторах изменятся соответственно на одни и те же величины. Выходное же напряжение Uвых, определяемое разностью коллекторных напряжений транзисторов, будет по-прежнему равным нулю. Значит, дифференциальный усилитель не усиливает (подавляет) синфазные сигналы.

Проанализируем реакцию ДУ на дифференциальные (разностные) сигналы. Пусть сигнал на входе Uвх1 получил положительное приращение, а сигнал на входе Uвх2 – равное, но отрицательное приращение. В этом случае коллекторный ток транзистора VT1 увеличится, а коллекторный ток транзистора VT2 уменьшится точно на такую же величину. Соответствующим образом изменятся и потенциалы на коллекторах транзисторов, что приведет к изменению напряжения на выходе ДУ.

Пусть выходной сигнал в схеме рисунок 3.40 снимается с выхода Uвых2, входной сигнал подключен к входу Uвх2, а вход Uвх1 заземлен. При подаче на вход Uвх2 положительного приращения усиливаемого напряжения ∆Uвх2, увеличатся коллекторный ток Iк2 и падение напряжения ∆Uк = Iк2Rк2 на резисторе Rк2. Выходное (коллекторное) напряжение ∆Uвых2 = Ек1 – Iк2Rк2 при этом уменьшится и окажется в противофазе с входным. Поэтому вход Uвх2 по отношению к выходу Uвых2 называют инвертирующим.

Теперь допустим, что входной сигнал подается на вход Uвх1, а вход Uвх2 дифференциального усилителя заземлен. При увеличении входного сигнала возрастет ток эмиттера Iэ1 транзистора VT1, а ток эмиттера Iэ2 транзистора VT2 уменьшится (ведь Iэ = Iэ1+ Iэ2= const). При этом ток коллектора Iк2 транзистора VT2 и падение напряжения на сопротивлении Rк2 уменьшатся, а выходное напряжение Uвых2 увеличится. Таким образом, выходное напряжение Uвых2 оказалось в фазе с входным Uвых1, вследствие чего вход Uвх1 является неинвертирующим для выходного сигнала.

Как правило, применяют ДУ для сравнения с высокой точностью значений или разности двух напряжений. Это, в частности, объясняет название «дифференциальный» усилитель.

Схема ДУ с генератором стабильного тока на биполярных транзисторах показана на рисунке 7.9, а. Такую схему имеет интегральный ДУ типа К118УД1. ГСТ выполнен на биполярном транзисторе VT3. Режим работы транзистора и, следовательно, ток в его коллекторной цепи определяются делителем R'R" в цени базы VD и резистором термостабилизации R3 в цепи эмиттера. В качестве диода VD в интегральных ДУ обычно используется транзистор в диодном включении.

Рисунок 7.9 – Схема ДУ с генератором стабильного тока (а) и выходные

характеристики токостабилизирующего транзистора (б)

Большое динамическое и малое статическое сопротивления ГСТ обусловлены характером зависимости коллекторного тока от коллекторного напряжения транзистора VT3, отображаемой выходными характеристиками БТ (рисунок 7.9, б). При токе Iк0 и напряжении UКЭ0 статическое напряжение равно Rc = UКЭ0/ Iк0, а динамическое ri = 1/h22э = ΔUКЭ/ΔIк. Ввиду малого наклона выходных характеристик к оси тока Iк при сравнимых значениях UКЭ0 и ΔUКЭ приращение тока ΔIк значительно меньше его стационарного значения Iк0. Поэтому ri >> R0.

В интегральных ДУ и интегральных усилителях других типов в качестве ГСТ широко используются диодно-транзисторные структуры, называемые отражателями тока или токовыми зеркалами.

Рисунок 7.10 – Схема отражателя тока на транзисторах типа n–p–n

Простейшая схема отражателя тока дана на рисунке 7.10. Она содержит два идентичных БТ, у которых эмиттерные переходы соединены непосредственно связями. При одинаковых площадях эмиттерных переходов транзисторов VT1 и VT2 эмиттерные токи Iэ1 и Iэ2 равны между собой, вследствие чего ток I2 оказывается равным току I1. Если первый каскад данной схемы считать входным, а второй – выходным, то из равенства I2 = I1 следует, что выходной ток I2 повторяет и отражает входной ток I1. Отсюда и название «отражатель тока» или «токовое зеркало». Отражатель тока является дуальной схемой по отношению к повторителю напряжения. Он имеет малое входное и большое выходное сопротивления.

Эмиттерные токи Iэ1 и Iэ2 отличаются друг от друга, если эмиттерные переходы транзисторов VT1 и VT2 находятся по разными напряжениями UБЭ1 и UБЭ2 или если площади эмиттерных переходов различны. Из этого следует, что, изменяя геометрию транзисторов VT1 и VT2 или создавая различия в напряжениях эмиттерных переходов UБЭ1 и UБЭ2, можно изменить коэффициент передачи отражателя тока.

Увеличение площади эмиттерного перехода транзистора VT2 достигается увеличением линейных размеров перехода этого транзистора или использованием в качестве VT2 многоэмиттерного транзистора (рисунок 7.11, а).При этом для БТ типа п—р—п практически удается по лучить коэффициент передачи в пределах 1…10.

Чтобы создать различные напряжения на эмиттерных переходах, в эмиттерные цепи транзисторов включают резисторы R1 и R2 (рисунок 7.11, б). Соответствующим выбором сопротивления резистора R2 можно получить коэффициент передачи отражателя тока в пределах 0,1...0,9.

Ряд разновидностей отражателей тока может быть создан на БТ типа р–п–р. Например, отражатель тока, показанный на рисунке 7.12, а, аналогичен отражателю тока, приведенному на рисунке 7.10. Вместо многоэмиттерного транзистора в отражателях тока на БТ типа р–п–р для увеличения площади коллекторного ЭДП может использоваться многоколлекторный транзистор (рисунок 7.12, б).

Рисунок 7.11 – Способы обеспечения требуемого коэффициента

передачи тока в токовом зеркале

Рисунок 7.12 – Схемы отражателей тока на транзисторах типа p–n–p

Основные свойства диодно-транзисторных структур зависят от идентичности входящих в них элементов, а также от возможности изменять геометрические размеры этих элементов. Свойства отражателей тока обусловлены технологией производства ИМС и не могут быть реализованы в дискретной технике.

ДУ удобно использовать в качестве усилителей с регулируемым коэффициентом усиления. Регулировка коэффициента усиления осуществляется путем изменения нами базы одного из транзисторов VT1 или VT2 либо тока Iлибо тока I0 транзистора VT3 (см. рисунок 7.9, а). В первом случае усиливаемый сигнал подается на базу транзистора VT3, а во втором на базу одного из транзисторов VT1 или VT2 (база второго транзистора при этом соединяется с корпусом).

4.7.4 Операционные усилители

Операционным усилителем (ОУ) называют высококачественный линейный усилитель напряжения, имеющий большой коэффициент усиления (Ю^-.Ю), высокое входное (сотни МОм) и малое выходное (единицы Ом) сопротивления.

4.7.4.1 Структура ОУ

Независимо от сложности принципиальном схемы почти все ОУ имеют структурную схему, показанную на рисунке 7.13. Операционные усилители, построенные построенные по такой структурной схеме, имеют два входа и один выход. По отношению к выходу один из входов является импортирующим, другой –– неинвертирующим. Наличие в УО У инвертирующего и неинвертирующего входов значительно облегчает введение в него различных ОС и с их помощью реализацию различных функций.

Отклонения от данной структурной схемы носят непринципиальный характер. Например, могут быть три каскада усиления напряжения, схема защиты выхода от короткого замыкания и схема защиты входного каскада от перенапряжений.

Рисунок 7.13 –Структурная схема ОУ

Каскады усиления служат для обеспечения заданного коэффициента усиления. В современных ОУ коэффициент усиления составляет от единиц до десятков тысяч. Каскад сдвига уровня напряжения

предназначен для исключения постоянной составляющей напряжения, которая возникает в ОУ при непосредственной связи между каскадами. Благодаря этому каскаду на выходе ОУ устанавливается нулевое напряжение при отсутствии сигналов на его входах.

Выходной (оконечный) каскад служит для получения малого выходного сопротивления ОУ в целях лучшего согласования ОУ с нагрузкой. Он выполняется по однотактной, а чаще всего ПО двухтактной схеме. В некоторых ОУ в выходных каскадах Предусмотрена схема защиты от перегрузок, с помощью которой ограничивается максимальный ток транзисторов выходного каскада.

Питание ОУ осуществляется от разнополярных источников, благодаря чему облегчается задача компенсации смещения нуля на выходе ОУ при отсутствии входных сигналов и исключается постоянная составляющая тока и напряжения в нагрузке. Для большинства современных ОУ напряжения питания можно изменять в широких пределах: от ±3 до ±15. В (важно лишь, чтобы по абсолютному значению напряжения «положительного» и «отрицательного» источников оставались одинаковыми).

Для обеспечения устойчивости в операционных усилителях широко используются частотно-зависимые обратные связи (цепи коррекции).

Хорошие шумовые свойства ОУ обеспечиваются специальными технологическими операциями при производстве транзисторов с минимальной площадью контакта р-n-переходов с поверхностью, уменьшением абсолютных размеров транзисторов, высококачественной изоляцией и использованием во входных каскадах полевых транзисторов.

Большинство интегральных ОУ изготавливают по полупроводниковой технологии (серии К140, К153, К740, К744, 287).

4.7.4.2 Параметры и характеристики ОУ

Наиболее употребительные параметры интегральных ОУ:

– кккоэффициент усиления напряжения Ку u, или коэффициентциентцие усиления дифференциального сигнала;

– коэффициент усиления синфазных входных напряжении Ку. сф;

– коэККкоккоэффициент ослабления синфазных входных сигналов Кос. сф;

– напряжение смещения UCM ––– значение напряжения на навходе ОУ, при котором выходное напряжение равно нулю;

– входные токи и разность входных токов Iвх1, Iвх2, и разностьII входных токов ΔIвх = , оIпределяемые в заданном режиме (обычно при uвых = 0).

Параметры UCM , Iвх, ΔIвх изменяются с изменением температуры. Поэтому эти параметры дополнительно характеризуются температурным дрейфом, который численно равен отношению отклонения соответствующего ппппараметра от его значения при комнатной температуре к изменению температуры окружающей среды.

Кроме указанных параметров, свойства интегральных ОУ ОУ характеризуются выходным Iвых и потребляемым Iпот токами, входным Rвхвх вхвх и выходным Rвхвх вхвых сопротивлениями, максимальными и минимальными входными и выходными напряжениями и др.

Перечисленные параметры составляют группу так называемых статических параметров ОУ. Быстродействие ОУ характеризуется динамическими параметрами, основными из которых являются следующие:

верхняя граничная частота полосы пропускания ffв, на которой коэффициент усиления ОУ уменьшается в  по сравнению с его значением при f ff = 0;

частота единичного усиления f1, на которой коэффициент усиления ОУ равен 1;

скорость нарастания выходного напряжения , определяемая при подаче на вход ОУ напряжения прямоугольной формы с амплитудой, равной максимальному входному входномунапряжению. Этот параметр выражают в вольтах на микросекунду (В/мкс).

Реакцию ОУ на воздействие ступенчатого входного напряжения оценивают временем установления ty выходного напряжения.

Основными характеристиками ОУ являются амплитудная и амплитудно-частотная (рисунок 7.14).

Рисунок 7.14 – Характеристики ОУ: а – амплитудная; б – АЧХ

На рисунке 3.41, а показано условное графическое обозначение ОУ.

Как и в ДУ, по отношению к выходу один из входов ОУ является неинвертирующим Uн, а другой – инвертирующим Uн; последний обозначается знаком инверсии (кружок на вводе ОУ). Питание ОУ осуществляется от двух одинаковых разнополярных источников + Uп и – Uн (на графических обозначениях источники питания обычно не показывают). При таком питании входные и выходные сигналы могут быть двуполярными, а нулевым входным сигналам соответствует нулевой выходной сигнал. Выходной сигнал ОУ

Рисунок 3.41 – Операционный усилитель:

а – условное графическое обозначение;

б – передаточные характеристики

пропорционален дифференциальному входному сигналу – разности входных U0 = Uн – Uи.

Коэффициент усиления по напряжению К0 собственно ОУ равен отношению выходного напряжения к дифференциальному входному напряжению:

К0 = Uвых/ U0

Передаточные характеристики (рис. 3.41, б) имеют важнейшее значение для ОУ. Если усиливаемый сигнал подан на неинвертирующий вход, а инвертирующий вход заземлен, то знак выходного напряжения совпадает со знаком входного напряжения (линия 7). При подаче сигнала на инвертирующий вход и заземлении неинвертирующего знак выходного напряжения будет противоположен знаку входного (линия 2). Угол наклона линейных участков передаточных характеристик пропорционален коэффициенту усиления по напряжению К0. Горизонтальные участки передаточный характеристик соответствуют режиму насыщения оконечных транзисторов ОУ, поэтому выходное напряжение

Из этих допущений вытекают два основных свойства (правила анализа) ОУ:

1. Дифференциальный входной сигнал равен нулю

Изложенное выше понятие идеального ОУ соответствует так называемому принципу «виртуального» (кажущегося) замыкания его инвертирующего и неинвертирующего входов. При виртуальном замыкании, как и при физическом (обычном), напряжение между соединенными зажимами равно нулю. Вместе с тем, в отличие от физического замыкания, ток между виртуально замкнутыми зажимами не течет. Говоря другими словами, для тока виртуальное замыкание зажимов эквивалентно разрыву электрической цепи.

2. Входы ОУ не употребляют ток от источника входного сигнала

4.7.4.3 Схемотехника интегральных операционных усилителейСтруктура и основные параметры С

Высокая точность выполнения той или иной функции устройством на основе ОУ определяется высоким входным сопротивлением, большим коэффициентом усиления, малым уровнем шумов, высокой степенью подавления синфазного сигнала, широкой полосой пропускания. Эти качества ОУ в значительной степени определяются свойствами его входного каскада. Поэтому в качестве входных каскадов всех ОУ используются дифференциальные усилители.

Повышение входного сопротивления и уменьшение входных токов ОУ достигаются тем, что транзисторы входного дифференциального каскада работают в режиме микроамперных токов эмиттера. Но при этом сужается полоса "Пропускания, что ухудшает усиление в области высоких частот. Для повышения коэффициента усиления применяются динамические нагрузки, а также используются каскадные схемы и составные транзисторы (схема Дарлингтона). С этой же целью во входных ДУ применяются супербета-транзисторы, у которых h21э  5000. При этом удается уменьшить входной ток ОУ до 1...2 нА. Еще меньший входной ток (т. е. более высокое входное сопротивление) можно получить при использовании во входном каскаде полевых транзисторов (до десятых долей наноампера).

Одна из типовых и наиболее простых конструкций входного ДУ показана на рисунке 7.15, а. Непосредственно ДУ выполнен на биполярных транзисторах VT1 и VT2. На БТ VT3 и VT4 выполнен ГСТ по схеме отражателя тока. При токе I0 = 20...40 мкА эмиттерные токи транзисторов VT1 и VT2 составляют 10...20 мкА. Малые значения токов транзисторов VT1 и VT2 требуют принятия специальныхспе мер для уменьшения потенциалов их коллекторовколлекторов при наличии резисторов с не очень большими сопротивлениями R1 и R2. Это достигается включением в коллекторные цепи транзисторов VT1 и VT2 дополнительного транзистора VT5. Режим работы этого транзистора и напряжение UКЭ определяются делителем, состоящим из R4, R5 и VT4.

Рассмотренный ДУ позволяет получить Ку uuu = 30...100, поэтому после него необходимо включить еще один усилительный каскад. Если вход второго каскада симметричный, то подключение его к симметричному выходу входного ДУ позволяет полностью использовать усилительные свойства входного каскада. В то же время второй каскад должен иметь несимметричный выход, выполненный таким образом, чтобы не происходило потери усиления. Схема усилителя, отвечающего этим требованиям, приведена на рисунке 7.15, б. Он отличается от ранее рассмотренного наличием двух дополнительных инвертирующих усилителей, выполненных на транзисторах VT5 и VT6 с нагрузками R3 и R4 соответственно. Напряжение, снимаемое с коллектора VT1, инвертируется первым усилителем и с сколлектора VT5 через резистор R2 подается на базу транзистора VT6 в фазе с напряжением, снимаемым с коллектора VT2. Благодаря этому на базу VT6 поступает полный усиленный дифференциальный сигнал, который после дополнительного усиления выдается на несимметричный выход. Через резистор R3 протекают коллекторные токи трех транзисторов –VT1, VT2 и VT5, поэтому его сопротивление невелико. Это снижает общий коэффициент усиления дифференциального сигнала и коэффициент ослабления синфазного сигнала. Для устранения указанных недостатков резистор R3 включается в коллекторную цепь только усилителя на транзисторе VT5, а резисторы R1 и R2 подключаются к выходу эмиттерного повторителя на транзисторе VT7, как показано на рисунке 7.15, в.

Рисунок 7.15 – Схемы входных каскадов интегральных ОУ

Для увеличения коэффициента усиления дифференциального и коэффициента подавления синфазного сигналов во входных ДУ широко используются динамические, или активные, нагрузки. Пример построения ДУ с динамической нагрузкой дан на рисунке 7.15, г. Непосредственно ДУ выполнен на транзисторах VT1 и VT2, коллекторными нагрузками которых являются ветви токового зеркала, выполненного на транзисторах VT3 и VT4. В режиме покоя через транзисторы VT1 и VT2 и ветви токового зеркала протекают одинаковые коллекторные токи iк1 = iк2 = Iк0. При поступлении на базы транзисторов VT1 и VT2 дифференциальных сигналов коллекторные токи этих транзисторов принимают значения iк1 = Iк0 + ∆Iк и i2 = Iк0 + ∆Iк. Поскольку токи левой и правой ветвей токового зеркала должны быть одинаковыми, то через нагрузку, подключаемую к выходу ДУ, должен протекать 2∆Iк, равный сумме приращений токов левого и правого плеч ДУ. В таком ДУ переход от симметричного входа к несимметричному выходу происходит с сохранением полного дифференциального сигнала.

Непосредственная связь между каскадами в многокаскадных усилителях приводит к тому, что все каскады оказываются связанными по постоянному току и напряжению. При последовательном включении нескольких каскадов уровень выходного напряжения нарастает от каскада к каскаду, приближаясь к уровню напряжения источника питания. Это ограничивает рабочую область последних каскадов, уменьшает их коэффициент усиления и вызываетя искажение сигнала вследствие амплитудного ограничения в последних каскадах. Для исключения этого явления в многокаскадных усилителях применяются схемы сдвига уровней напряжения, а питание ИМС осуществляется от двухполярных источников. Это позволяет обеспечить нулевые потенциалы на входе первого и выходе последнего каскадов.

В качестве каскада сдвига уровня часто применяют эмиттерный повторитель с ГСТ в цепи эмиттера (рисунок 7.16).

Для получения Uвых = 0 дожноI по быть выполнено условие

UК1 = UБЭ2 + UОП = UБЭ2 + IОПR.

Благодаря высокому динамическому сопротивлению ГСТ уменьшение коэффициента усиления в таком каскаде, вызываемое падением части выходного напряжения на резисторе R,мало.

Выходной каскад не должен снижать усиления, достигнутого во входном и промежуточном каскадах, и в связи с этим должен обладать высоким входным сопротивлением. Необходимо также, чтобы выходной каскад не ухудшал частотных свойств ОУ и был экономичным.

Наиболее распространенными выходными каскадами ОУ являются разновидности эмиттерных повторителей, приспособленные для удовлетворения вышеперечисленных требований.

Основная (однотактная) схема эмиттерного повторители удовлетворяет многим требованиям, предъявляемым к выходным каскадам, но потребляет повышенный ток покоя и не имеет защиты транзистора при коротком замыкании в нагрузке.

Для уменьшения потребляемой и рассеиваемой мощности в большинстве ОУ применяются двухтактные каскады, работающие в режиме В (рисунок 7.17) или АВ (рисунок 7.18, а).

Интегральные р – п – р-транзисторы обладают меньшим значением коэффициента h21э, и худшими частотными свойствами по сравнению с п – р – п -транзисторами. Это приводит к увеличению нелинейных искажений выходного напряжения. Для исключения такого нежелательного явления в качестве р – п – р -транзистора применяют составной транзистор (VT2' и VT2" на рисунке 7.18, б).

Рисунок 7.16 – Схема каскада сдвига уровня напряжения

Рисунок 7.17 – Схема двухтактного выходного каскада

Недостатком рассмотренных двухтактных схем является отсутствие защиты от короткого замыкания в нагрузке. Для защиты транзисторов выходного каскада от перегрузок по току, т. е. предотвращения выхода транзисторов из строя, который может произойти при увеличении тока в нагрузке, схема выходного каскада строится так как показано на рисунке 7.19. При коротком замыкании в нагрузке произойдет увеличение тока, протекающего транзистор VT4 или VT5, в зависимости от полярности входного напряжения. При этом увеличится падение напряжения соответственно на резисторе Rэ4 или Rэ5, и транзистора VT2 (или VT3) окажется в режиме насыщения. Увеличение коллекторных токов этих транзисторов ведет к уменьшению токов баз транзисторов VT4 и VT5, в результате уменьшатся их коллекторные и эмиттерные токи и будет предотвращен выход транзисторов VT4 и VT5 из строя вследствие перегрева.

На рисунке 7.20 показана принципиальная схема ОУ типа К140УД1. На транзисторах VT1 и VT2 выполнен входной ДУ. Усилительный каскад на транзисторах VT4 и VT5 обеспечивает переход от симметричного выхода к несимметричному. В эмиттерные цепи первого и второго каскадов включены большие динамические нагрузки, которые образованы ГСТ, выполненными на диодно-транзисторных структурах VT3 и VT6. Ток  ГСТ первого каскада задается нелинейным делителем R6R7VT6R8, обладающим термостабилизирующими свойствами.

Рисунок 7.18 – Схема двухтактных выходных каскадов с повышенной

линейностью

Усиленное напряжение с коллектора транзистора VT5 поступает на базу транзистора VT7, на котором выполнен каскад сдвига уровня, представляющий собой эмиттерный повторитель с ГСТ на транзисторе VT8.

Напряжение с динамической нагрузки каскада сдвига уровня (коллектора VT8) поступает на базу транзистора VT9, образующего с резисторами R11, R12 и R10 выходной эмиттерный повторитель. Чтобы компенсировать ослабление напряжения, усиливаемого каскадом сдвига уровня, в выходной эмиттерный повторитель введена цепь ПОС, позволяющая получить коэффициент передачи этого повторителя, больший единицы (примерно

Рисунок 7.19 – Схема выходного каскада интегрального ОУ с защитой

выходных транзисторов от перегрузок по току

Действие ПОС проявляется следующим образом.

Рисунок 7.20 – Схема интегрального ОУ К140УД1

Часть выходного напряжения, снимаемая с резистора R12, через резистор R10 подается в эмиттерную цепь транзистора VT8. По отношению к этому напряжению транзистор VT8 образует усилитель с ОБ. Так как усилитель с ОБ входной сигнал не инвертирует, то в его коллекторной цепи создается дополнительное напряжение, совпадающее по фазе с основным напряжением. Благодаря этому на базе транзистора VT9 и па его эмиттере создается напряжение, которое несколько превышает напряжение, снимаемое с коллектора VT5.

Диод VD, работающий при обратном смещении, используется в качестве конденсатора, обеспечивающего дополнительный фазовый сдвиг в целях повышения устойчивости ОУ.

Рассмотренный операционный усилитель относится к ОУ первого поколения. Для его питания требуется двухполярный источник питания с напряжениями ±6,3В (К140УД1А) и ±12,6 В (К140УД1Б). Основные параметры ОУ типа К140УД1Б: UCM = ±7 мВ; 9 мкА;  ± 2,5 мкА; Куи = 1350...8000; f1 5 МГц; ty 1,5 мкс; Uвх max = ± 1,2В.

4.7.4.4 Применение интегральных операционных усилителей

В теории интегральной усилительной техники с целью упрощения анализа и расчета схем на операционных усилителях вводят понятие «идеальный» ОУ, для которого справедливы следующие допущения: бесконечно большие коэффициент усиления К0 = по и входное сопротивление Rвых0 = и нулевое выходное сопротивление Rвых0 = 0.

Рисунок 3.42 – Инвертирующие схемы на ОУ:

а – усилителя; б – сумматора

В зависимости от условий подачи усиливаемого сигнала на входы ОУ и подключения к нему внешних элементов можно получить две фундаментальные схемы включения: инвертирующую и неинвертирующую. Любое схемотехническое решение с применением ОУ базируется на этих включениях.

Инвертирующий усилитель. В схеме инвертирующего усилителя (рисунок 3.42, а) входное напряжение через резистор R1 подается на инвертирующий вход, который с помощью резистора обратной связи Rос охвачен параллельной ООС по напряжению. Неинвертирующий вход усилительного каскада заземлен.

Чтобы определить параметры инвертирующего усилителя, воспользуемся первым законом Кирхгофа для токов инвертирующего входа: Iвх = I0 + Iос. Поскольку по второму свойству идеального ОУ ток I0 = 0, то Iвх = Iос. Выразив токи через соответствующие им входные напряжения, получим:

По первому свойству идеального ОУ напряжение U0 = 0, поэтому Uвх/R1 = – Uвых/Rос. Тогда коэффициент усиления инвертирующего усилителя:

Согласно формуле (3.101), изменением величины сопротивления обратной связи Roc можно регулировать коэффициент усиления.

Входное сопротивление инвертирующего усилителя существенно меньше собственного входного сопротивления ОУ. Отметим кстати, что в схеме рисунке 3.42, а точка подключения инвертирующего входа ОУ является виртуальным нулем, т.е. по входному сигналу она заземлена. Можно показать, что входное и выходное сопротивления инвертирующего усилителя:

; ;

Отметим, что при R1 = Rос, Ки = –1 схема рисунок 3.42, а превращается в инвертирующий повторитель (инвертор).

Еще одним вариантом построения инвертирующего усилителя является преобразователь тока в напряжение. Это достигается при R1= 0. Тогда Iвх = Iос = – Uвых/Rос и выходное напряжение Uвых = –IвхRос.

Инвертирующий сумматор (суммирующий усилитель). Для суммирования нескольких напряжений можно использовать инвертирующее включение ОУ. На рисунке 3.42, б в качестве примера показан трехвходовый инвертирующий сумматор. Входные напряжения U1, U2 и U3 через резисторы с обычно одинаковыми сопротивлениями R подаются на инвертирующий вход ОУ. Учитывая, что напряжение на инвертирующем входе ОУ характеризуется виртуальным нулем, токи I1, I2 и I3 будут заданы только соответствующими им входными напряжениями U1, U2 и U3 и сопротивлением R:

I1 = U1/R; I2 = U2/R; I3 = U3/R.

Поскольку, согласно второму свойству идеального ОУ, инвертирующий вход практически не потребляет ток, то сумма входных токов I1, I2 и I3 протекает только через резистор Rос и создает на нем падение напряжения Uвых = –(I1 + I2 + I3) Rос. Подставив в эту формулу соответствующие значения токов, выраженные через входные напряжения, и положив R = Rос, получим:

Uвых = – (U1 + U2 + U3)

Итак, выходное напряжение равно алгебраической сумме входных напряжений, взятых с обратным знаком.

В данной схеме инвертирующего сумматора все входные токи полностью протекают через резистор обратной связи Rос. При этом токи практически не влияют друг на друга, следовательно, и входные напряжения не взаимодействуют друг с другом, т.е. все три входа усилителя полностью развязаны. Последнее свойство инвертирующего сумматора исключительно полезно для смешивания (микширования) сигналов низкой (звуковой) частоты.

Неинвертирующий усилитель. В неинвертирующем усилителе входной сигнал поступает на неинвертирующий вход, а инвертирующий – с помощью резистивного делителя R1, Rос охвачен последовательной ООС по напряжению (рисунок 3.43, а).

Для этой схемы Uвх = U0 + Uос. Поскольку U0 = 0, то Uвх = Uос = UвыхR1/

(R1 + Rос). Отсюда коэффициент усиления неинвертирующего усилителя

Рисунок 3.43 – Неинвертирующие схемы на ОУ:

а – неинвертирующего усилителя;

б – неинвертирующего сумматора

С помощью несложных математических выкладок можно показать, что входное сопротивление неинвертирующего усилителя велико и равно входному сопротивлению ОУ по неинвертирующему входу, а выходное сопротивление близко к нулю.

Если сопротивление обратной связи Rос = 0, то Uвых= Uвх, и неинвертирующий усилитель превращается в повторитель напряжения, который часто используют в радиоэлектронных устройствах для гальванической развязки различных схем.

Неинвертирующий сумматор. Неинвертирующее включение операционного усилителя можно использовать для суммирования п (здесь п – число входных сигналов) входных напряжений. Простейшая схема трехвходового неинвертирующего сумматора представлена на рисунке 3.43, б. Как правило, все входные напряжения источников подключены к неинвертирующему входу ОУ через резисторы R с одинаковым сопротивлением. С помощью несложных вычислений, которые приведены специальной литературе по ОУ, можно показать, что выходное напряжение п-входового сумматора при выборе сопротивлений Rос = R(n - 1) определяется по формуле:

Uвых = (U1 + U2 + … + Un)

Таким образом, выходное напряжение неинвертирующего сумматора равно алгебраической сумме входных напряжений. Отметим, что с целью получения минимальных погрешностей при суммировании напряжений необходимо выбирать источники входных сигналов с достаточно малыми выходными сопротивлениями.

Пример: На основе ОУ типа К140УД24 рассчитать и усилитель, обеспечивающий коэффициент усиления Ки = 10 при работе на нагрузку Rн = 5кОм. Усилитель должен иметь входное сопротивление не менее 15 кОм при амплитуде входного сигнала Uвх =0,1 В.

Решение. Из справочников находим, что ОУ типа К140УД24 имеет параметры: К0 = 106; Iп = 3,5 мА; Rвых0 = 500м. Поскольку требуемое входное сопротивление велико, то используем схему инвертирующего усилителя (рисунок 3.42, а). Выберем сопротивление R1 = Rвх = 15 кОм. Используя формулу (3.101), находим сопротивление обратной связи

Rос = R1 = 1015 = 150 кОм.

Ток выходной цепи ОУ определим как сумму токов, протекающих через резисторы Rоси Rн:

мА

Такой ток допустим для заданного типа ОУ.

Выходное сопротивление схемы, согласно формуле (3.102), равно Rвых и = Rвых 0Ки/К0 = 0,25 Ом, что много меньше требуемой величины.

Устройство, схема которого приведена на рисунке 7.24, представляет собой сочетание инвертирующего и неинвертирующего усилителей. Выходное напряжение данной схемы

Если R1 = R3, R2 = R4, то это выражение имеет вид

Следовательно, выходное напряжение такого устройства пропорционально разности входных напряжений.

Дифференцирующее устройство. Для схемы дифференцирующего устройства рисунок 3.44, а токи (здесь и далее аргумент t у функций мгновенных значений токов и напряжений для упрощения опущен) iC = i0 + iR, и поскольку i0 = 0, то iC = iR. Записав токи конденсатора и резистора как iC = Сduвх/dt и iR = uвых/R,

Таким образом, схема рисунок 3.44, а производит дифференцирование входного сигнала. Дифференцирующее устройство широко применяется в интегральных импульсных устройствах.

получим следующее выражение для выходного напряжения:

гдеа = RC – постоянная времени цепи.

Рисунок 7.24 – Схема вычитающего устройства на ОУ

Интегрирующее устройство (интегратор). Поскольку в схеме рисунок 3.44, б ток i0 = 0, находим iR = uвх/R, iC = – Cduвых/dt. Приравняв эти токи, получим

т.е. данное устройство на ОУ осуществляет интегрирование входного сигнала.

На основе интеграторов выполняют генераторы линейно изменяющегося напряжения, широко использующиеся в различных радиотехнических устройствах, например, в качестве генераторов напряжения разверток электронно-лучевых осциллографов, телевизионных систем и прочее. Импульсные усилители. Усиление импульсных входных сигналов и сигналов широкого спектра частот осуществляют с помощью импульсных (широкополосных) усилителей.

В процессе разработки импульсных усилителей важно определить величину искажений формы входного прямоугольного импульса (рисунок 3.45, а).

Допустимые искажения формы импульса характеризуются максимально возможными длительностями переднего фронтаф и срезас, измеренными на уровне от 0,1 до 0,9 Uвых, а также максимально допустимым спадом плоской вершины ∆U выходного импульса (рисунок 3.45, б).

Из теоретических основ электротехники известно, что вершину импульса (медленное изменение напряжения) определяет низкочастотная часть, а его передний и задний фронты (быстрое изменение напряжения) – высокочастотная часть спектра сигнала. Следовательно, для неискаженной передачи импульсов прямоугольной формы верхняя граничная частота полосы пропускания усилителя fв, должна стремиться к бесконечности, а низшая fн – к нулю

Рисунок 3.44 – Устройства на ОУ:

а – дифференцирующее; б – интегрирующее

Рисунок 3.45 – Импульсный усилитель:

а – б – форма импульсов на входе и выходе;

в – схема с коррекцией на ОУ КР544УД2

. Обычно требуемая полоса пропускания импульсных усилителей достигается введением в схему ОУ внешних цепей низкочастотной и высокочастотной коррекций, состоящих из резисторов, емкостей и индуктивностей. Большинство импульсных усилителей в настоящее время выполняют на основе ОУ. Разделительные конденсаторы в схемах используются лишь для связи с источником входного сигнала, поэтому нижняя граничная частота усиления импульсного усилителя близка к нулю. Увеличение верхней граничной частоты достигается технологическими методами, обеспечивающими получение высокочастотных интегральных транзисторов и малых паразитных емкостей внутри каскадов усилителя. Высокочастотная коррекция осуществляется включением в цепь питания ОУ небольших по значениям индуктивности L и конденсатора С, образующие вместе с емкостью нагрузки Сн усилителя параллельный колебательный контур. В результате емкостной характер сопротивления нагрузки компенсируется индуктивным характером сопротивления цепи питания.

Физическая сущность высокочастотной коррекции заключается во влиянии индуктивности L (ее величина – от единиц до сотен мкГ) на скорость изменения тока нагрузки усилителя. В моменты усиления фронтов импульсов емкость нагрузки Сн заряжается или разряжается токами большей величины, чем в отсутствие корректирующей индуктивности L. При этом напряжение на емкости Сн (а значит, и на нагрузке Rн) изменяется более резко, а следовательно, уменьшается длительность фронтов импульса, что приводит к увеличению верхней граничной частоты.

Низкочастотная коррекция предполагает изменение с помощью шунтирующих RС-цепей сопротивления между соответствующими точками схемы широкополосного усилителя на высоких частотах. Как правило, такая коррекция осуществляется либо изменением передаточной характеристики одного из элементарных каскадов, либо изменением характера входного импеданса ОУ. В любом случае при такой коррекции изменяется АЧХ усилительного каскада.

На рисунке 3.45, в в качестве примера показана принципиальная схема импульсного усилителя на аналоговой микросхеме КР544УД2 (быстродействующий ОУ), в которой используются навесные элементы высокочастотной коррекции L, C1, C2. Возможно включение и цепей низкочастотной коррекции.

Избирательные усилители. Избирательные усилители предназначены для усиления узкополосных сигналов. Как правило, отношение граничных частот усиления избирательного усилителя не превышает fв/ fн = 1,001... 1,005. Их АЧХ должна иметь достаточно резкие, близкие к прямоугольным, спады на границах полосы пропускания.

По используемому частотному диапазону избирательные усилители делятся два класса: резонансные; с частотно-зависимой обратной связью.

В одной из простейших схем транзисторного резонансного усилителя с ОЭ нагрузкой коллекторной цепи является параллельный колебательный LC–контур (рисунок 3.46). Связь с последующим усилительным каскадом или нагрузкой чаще всего осуществляется через разделительный конденсатор. Может также использоваться и высокочастотная трансформаторная связь.

Коэффициент усиления резонансного каскада с ОЭ определяется по формуле (3.65) с заменой сопротивления Rкн на резонансное сопротивление контура R0: КU = h21R0/h11. Резонансные усилители используются на промежуточных и высоких частотах (свыше сотен кГц). Они выполняются обычно на интегральных микросхемах, которые содержат все элементы принципиальной схемы, кроме колебательного контура. В диапазоне частот до нескольких десятков килогерц резонансные LC–контуры не используются из-за больших габаритов конденсаторов и катушек индуктивностей. Поэтому на достаточно низких частотах применяют избирательные усилители с частотно-зависимой ОС, состоящей из RC–цепей. На рисунке 3.47, а приведена схема избирательного усилителя на интегральной микросхеме, охваченной частотно-зависимой ООС в виде двойного Т-образного моста. Положим, что усилитель с коэффициентом усиления Кт имеет АЧХ КU() в области низких и средних частот (рисунок 3.47, б).

Рисунок 3.46 – Схема резонансного усилителя

Рисунок 3.47 – Избирательный усилитель с частотно-зависимой

обратной связью:

а – схема; б – частотные характеристики

Из курса ТОЭ известно, что коэффициент передачи двойного Т-образного моста имеет достаточно высокую зависимость от частоты (рисунок 3.47, б). Так, при частотах входного сигнала, отличных от некоторой частотыр, коэффициент передачи1 и усилитель оказываются охваченными глубокой ООС. При этом коэффициент усиления усилителя при достаточно больших значениях Кт, согласно (3.89):

По мере приближения частоты входного сигнала к частотер коэффициент передачи цепи ОС уменьшается, что вызывает ослабление ООС и увеличение коэффициента усиления Кос. На частотер влияние ООС на параметры усилителя полностью исчезает и коэффициенты = 0, Кос = Кт. Частотур называют квазирезонансной (от лат. quasi – якобы). Данные свойства двойного Т-образного моста проявляются при определенных соотношениях его параметров, например, когда R2 = R/2, С2 = 2С. При этом квазирезонансная частотар = 1/(RC).

В схеме рисунок 3.47, а резистор R3 защищает от пробоя неинвертирующий вход ОУ, a R1 задает требуемый коэффициент усиления Кт.

Усилители постоянного тока. Балансные усилители на http://mirrorref.ru


Похожие рефераты, которые будут Вам интерестны.

1. Усилители постоянного тока. Классификация

2. Усилители постоянного тока. АЧХ и ФЧХ усилителей постоянного тока

3. Усилители постоянного тока. Общие сведения о полупроводниках. Электронно-дырочный переход

4. Усилители мощности. Особенности УМ. Однотактные и двухтактные усилители мощности. Энергетические соотношения УМ

5. Широкополосные и избирательные усилители. Широкополосныеи избирательные усилители

6. УСИЛИТЕЛИ

7. Импульсные усилители

8. Операционные усилители

9. Усилители мощности

10. Широкополосные и избирательные усилители

5 stars - based on 250 reviews 5